前端设计论文:有线电视传输网络前端机房的设计与实现

有线电视前端机房的技术维护 1.有线电视前端机房的设备要求不断进行技术维护 有线电视网络的开通,不断需要网络设备的技术支持,更重要的要想保障有线电视的准点、安全品质播放,就必须依赖前端机房的技术维护。在技术维护的过程中,首先要确保有线电视前端机房要达到

设备要求的标准。技术员要对机房中的机器定期进行检测和维护,还要对调制器进行定期的检测维护。技术员既要保障正确调节视频信号,还要经常注意调制器视频的工作状态,要确保将调制器调到图像清晰的临界状态。同时,技术员还要关注射频输出电平的调节,确保整个系统的信号质量;关注对接口的处理,及时拧紧接口,确保机房许多频段的高频信号不会受到外界高频电波的影响。

2.有线电视网络传输前端机房环境要求

随着信息时代的到来,有线电视已经走进千家万户。为保障群众能够收看到品质的电视节目,技术人员就要确保前端机房设备能够正常运行。因此,技术人员要经常检查机房环境是否已经达到了要求。首先,机房中的温度和湿度必须满足计算机设备的要求。另外,在机房内要注意将尘埃粒径限定在机器要求之内,对于计算机机房的照明要严格参照机房照明设计标准执行,确保技术夹层的照明和大面积照明场所的灯具都能够达到技术要求。而对于机房中的电磁干扰以及噪音和振动的要求也要限定在机房设备所能承受的频率之内。只有这样,才能确保有线电视网络的有效传输。

3.有线电视传输网络前端机房设备的更新换代

随着有线电视传输网络用户的增多,对于前端机房设备也不断提出新的要求。因此,县城有线电视网络传输机房要不断更新设备,确保能够满足不断增长的百姓对网络传输信号的需要。

4.有线电视机房的改造

先进的有线电视系统汇集了当今电子技术许多领域的新成就,形成了光纤/电缆混合传输的有线电视系统网络。有线电视网络系统的带宽逐步扩容,对机房的要求也越来越高。因此,县城有线电视网络中心要重视机房的发展建设,逐步淘汰已经老化的设备,更新设备,提高信号质量,降低故障率。在对前端机房进行改造的过程中,要能遵循安全、舒适实用、节能高效以及具有可扩充性的原则进行机房的改造。在机房改造的过程中,要确保技术和设备能够适应数字电视业务的发展以及有线电视网络传输中对技术升级的需要。选择的设备要具有智能化、可管理的功能,方便实时监控,确保机房能够顺利运行。另外,对于设备,要确保技术人员能够定位解决故障,还要在现有的机房设备中预留充分的扩展空间,实现可分期性无缝对接。

对机房的配套工程建设也要确保安全,采用抗静电活动地板。并实行内部空间隔断,对于动力配电系统以及地下线槽工程、接地系统等要确保安全,可以有效实现对机房的有效监控。

有线电视网络传输可以采用计算机辅助设计,确保机房软件的正确进行

1.计算机辅助设计的思路

有线电视传输网络中有线电视的资源管理是源头,通过有线电视网络的计算机辅助设计可以帮助有线网络传输系统直接调用各种资源,使网络传输自动化,可以较大限度地减少简单重复的劳动。计算机辅助设计应当适当引入CATV器材模板库中的管理功能,通过选择不同类型的器材符号,进行网络参数计算,进而方便进行计算机的辅助设计。同时,有线电视辅助设计系统要借助计算机强大的编辑功能,引入逻辑原理图的思想进行图形化编辑。

2.有线电视机房UPS的应用

有线电视网络传输中,现阶段机房备用的供电电源系统有交流发电机、蓄电池逆变电源(ups)。技术人员要善于使用计算机进行蓄电池逆变电源供电系统的监控,确保有线电视机房能够不间断地转播电视节目,并能提供安全的UPS供电系统。

3.有线电视宽带网机房的防雷

(1)NGB模式下基于SDH/OTN的有线电视前端

随着有线电视机房设备的不断更新,结合新一代广播电视网核心技术的要求,有线电视前端机房的网络环境架构也出现了一定的变化。在NGB模式下搭建的新一代智能光网络平台的关键技术,已经为县城有线电视网络提供了更好的机房平台的创设,保障了有线电视节目的畅通。

(2)有线电视宽带网机房要确保安全,首先要注意防雷

随着有线电视的普及,有线电视网络中的机房安全问题已经成为技术人员首先要考虑的重点问题。在这种情况下,有线电视网络前端机房的防雷问题已经引起技术人员的足够重视。在雷雨天气,如果有线电视网络的机房没有做好防雷措施,那么强大的直击雷、感应雷以及雷电侵入波会侵害机房,造成机房设备瘫痪。要想避免机房遭受雷击,不但要在机房外部做好防雷系统,还要在机房所在建筑物配电所的变压器低压侧装好避雷针。而在机房内的设备要采用单点接地方式实现防雷地不共线,在内部进行电源防雷和信号防雷。对有线电视光纤宽带骨干网的中心机房,也要采取机房接地和电源防雷、信号防雷有效防止雷击

。另外,对进入工作站内部的防雷设施,要做好接地工作,确保有线电视宽带网机房不会遭受雷击。

有线电视机房要加强管理,确保机房正常工作

1.要加大机房管理制度

县城的有线电视机房直接关系着整个县城的有线电视是否能够正常收看电视节目,因此,加强有线电视机房的管理制度是重中之重。首先机房要制定相应的机房管理制度,确保维护人员能够切实遵守安全制度,在维护、测试、搬运、故障排查以及处理等方面能够严格按照机房管理制度进行执行,确保不会造成技术人员发生意外以及系统故障。

2.严肃机房值班,确保机房二十四小时值班

尽管机房已经进入自动化时代,但是仍然有不可避免的故障发生。因此,县城有线电视网络前端的机房要严格执行24小时值班制度,对故障隐患及时进行排查,并保障机房内的内线以及外线电话畅通无阻,在有线电视信号出现问题的时候,及时调整,确保有线电视信号的正常运行。机房内值班人员在遇到无法独立解决的问题的时候,要尽快通知技术人员到岗进行调试。

结语

总之,随着全球数字化电视的发展,在大中城市乃至中小县城有线电视已经占据着较大的市场,有线电视发展的前景是非常可观的。因此,加强有线电视网络前端的机房设计,确保有线电视网络信号能够正常运行,并加强机房管理,实现这种设计,是经济信息时代确保有线电视赢得广大群众喜爱的重要因素。有线电视网络前端机房要加大有线电视网络机房中的故障排除制度,使有线电视网络系统能够更好地为百姓服务。

前端设计论文:低功耗模拟前端电路的设计

低功耗模拟前端电路设计超低功耗、高集成的模拟前端芯片MAX5865是针对便携式通信设备例如手机、PDA、WLAN以及3G无线终端 而设计的,芯片内部集成了双路8位接收ADC和双路10位发送DAC,可在40Msps转换速率下提供超低功耗与更高的动态性能。芯片中的ADC模拟输入放大器

欢迎来到论文参考中心,在您阅读前,与您分享:路是脚踏出来的,历史是人写出来的。人的每一步行动都在书写自己的历史。 —— 吉鸿昌

低功耗模拟前端电路设计

超低功耗、高集成的模拟前端芯片MAX5865是针对便携式通信设备例如手机、PDA、WLAN以及3G无线终端 而设计的,芯片内部集成了双路8位接收ADC和双路10位发送DAC,可在40Msps转换速率下提供超低功耗与更高的动态性能。芯片中的ADC模拟输入放大器为全差分结构,可以接受1VP-P满量程信号;而DAC模拟输出则是全差分信号,在1.4V共模电压下的满量程输出范围为400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3线串行接口可对工作模式进行控制,并可进行电源管理,同时可以选择关断、空闲、待机、发送、接收及收发模式。通过3线串口将器件配置为发送、接收或收发模式,可使MAX5865工作在FDD或TDD系统。在TDD模式下,接收与发送DAC可以共用数字总线,并可将数字I/O的数目减少到一组10位并行多路复用总线;而在FDD模式下,MAX5865的数字I/O可以被配置为18位并行多路复用总线,以满足双8位ADC与双10位DAC的需要。

1 MAX5865的工作原理

图1所示为MAX5865内部结构原理框图,其中,ADC采用七级、全差分、流水线结构,可以在低功耗下进行高速转换。每半个时钟周期对输入信号进行一次采样。包括输出锁存延时在内,通道I的总延迟时间为5个时钟周期,而通道Q则为5.5个时钟周期,图2给出了ADC时钟、模拟输入以及相应输出数据之间的时序关系。ADC的满量程模拟输入范围为VREF,共模输入范围为VDD/2±0.2V。VREF为VREFP与VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端带有宽带T/H放大器,因此,ADC能够跟踪并采样/保持高频模拟输入>奈魁斯特频率 。使用时可以通过差分方式或单端方式驱动两路ADC输入IA+ QA+ IA-与QA- 。为了获得性能,应该使IA+与IA-以及QA+与QA-间的阻抗相匹配,并将共模电压设定为电源电压的一半VDD/2 。ADC数字逻辑输出DA0~DA7的逻辑电平由OVDD决定,OVDD的取值范围为1.8V至VDD,输出编码为偏移二进制码。数字输出DA0~DA7的容性负载必须尽可能低

MAX5865的10位DAC可以工作在高达40MHz的时钟速率下,两路DAC的数字输入DD0~DD9将复用10位总线。电压基准决定了数据转换器的满量程输出。DAC采用电流阵列技术,用1mA1.024V基准下 满量程输出电流驱动400Ω内部电阻可得到±400mV的满量程差分输出电压。而采用差分输出设计时,将模拟输出偏置在1.4V共模电压,则可驱动输入阻抗大于70kΩ的差分输入级,从而简化RF正交上变频器与模拟前端电路的接口。RF上变频器需要1.3V至1.5V的共模偏压,内部直流共模偏压在保持每个发送DAC整个动态范围的同时可以省去分立的电平偏移设置电阻,而且不需要编码发生器产生电平偏移。图2(b)给出了时钟、输入数据与模拟输出之间的时序关系。一般情况下,I通道数据ID 在时钟信号的下降沿锁存,Q通道数据QD 则在时钟信号的上升沿锁存。I与Q通道的输出同时在时钟信号的下一个上升沿被刷新。

3线串口可用来控制MAX5865的工作模式。上电时,首先必须通过编程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3线串口对器件编程可以使器件工作在关断、空闲、待机、Rx、Tx或Xcvr模式下,同时可由一个8位数据寄存器来设置工作模式,并可在所有六种模式下使串口均保持有效。在关断模式下,MAX5865的模拟电路均被关断,ADC的数字输出被置为三态模式,从而较大限度地降低了功耗;而空闲模式时,只有基准与时钟分配电路上电,所有其它功能电路均被关断,ADC输出被强制为高阻态。而在待机状态下,只有ADC基准上电,器件的其它功能电路均关断,流水线ADC亦被关断,DA0~DA7为高阻态。

图2

2 MAX5865的典型应用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各种不同的应用中如在WCDMA-3GPP FDD 与4G技术的FDD应用中工作于Xcvr模式,或在TD-SCDMA、WCDMA-3GPPTDD 、IEEE802.11a/b/g及IEEE 802.16等TDD应用中在Tx与Rx模式间切换等。在FDD模式下,ADC和DAC可同时工作,且当fCLK 为 40MHz时,消耗的功率为75.6mW。实际上,ADC总线与DAC总线是分开的,并与数字基带处理器通过18位(8位ADC与10位DAC)并行总线进行连接。而在TDD模式下,ADC与DAC交替工作,ADC与DAC总线共享,它们一起构成10位并行总线连到数字基带处理器,并可通过3线串行接口选择Rx模式以启用ADC或选择Tx模式启用DAC。由于在Rx模式下,DAC内核被禁用而不能发送;而Tx模式下,ADC总线为高阻态,从而消除了杂散辐射,同时也避免总线冲突。在TDD模式下,当fCLK为40MHz时,Rx模式下的功耗为63mW,Tx模式下的DAC功耗为38.4mW。

图3所示是MAX5865工作在TDD模式的应用电路,该方案提供了完整的802.11b射频前端解决方案。由于MAX5865的DAC采用共模电压为1.4V的全差分模拟输出,而ADC具有较宽的输入共模范围,可以直接与RF收发器接口,因此可省去电平转换电路所需要的分立元件和放大器。同时,由于内部产生共模电压免除了编码发生器的电平偏移或由电阻电平偏移引起的衰减,DAC保持了全动态范围。MAX5865的ADC具有1VP-P满量程范围,可接受VDD/2 ±200mV 的输入共模电平。由于可以省去分立的增益放大器与电平转换元件,因此简化了RF正交解调器与ADC之间的模拟接口。

前端设计论文:低功耗模拟前端的电路设计

超低功耗、高集成的模拟前端芯片MAX5865是针对便携式通信设备例如手机、PDA、WLAN以及3G无线终端 而设计的,芯片内部集成了双路8位接收ADC和双路10位发送DAC,可在40Msps转换速率下提供超低功耗与更高的动态性能。芯片中的ADC模拟输入放大器为全差分结构,可以接受1VP-P满量程信号;而DAC模拟输出则是全差分信号,在1.4V共模电压下的满量程输出范围为400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3线串行接口可对工作模式进行控制,并可进行电源管理,同时可以选择关断、空闲、待机、发送、接收及收发模式。通过3线串口将器件配置为发送、接收或收发模式,可使MAX5865工作在FDD或TDD系统。在TDD模式下,接收与发送DAC可以共用数字总线,并可将数字I/O的数目减少到一组10位并行多路复用总线;而在FDD模式下,MAX5865的数字I/O可以被配置为18位并行多路复用总线,以满足双8位ADC与双10位DAC的需要。

1 MAX5865的工作原理

图1所示为MAX5865内部结构原理框图,其中,ADC采用七级、全差分、流水线结构,可以在低功耗下进行高速转换。每半个时钟周期对输入信号进行一次采样。包括输出锁存延时在内,通道I的总延迟时间为5个时钟周期,而通道Q则为5.5个时钟周期,图2给出了ADC时钟、模拟输入以及相应输出数据之间的时序关系。ADC的满量程模拟输入范围为VREF,共模输入范围为VDD/2±0.2V。VREF为VREFP与VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端带有宽带T/H放大器,因此,ADC能够跟踪并采样/保持高频模拟输入>奈魁斯特频率 。使用时可以通过差分方式或单端方式驱动两路ADC输入IA+ QA+ IA-与QA- 。为了获得性能,应该使IA+与IA-以及QA+与QA-间的阻抗相匹配,并将共模电压设定为电源电压的一半VDD/2 。ADC数字逻辑输出DA0~DA7的逻辑电平由OVDD决定,OVDD的取值范围为1.8V至VDD,输出编码为偏移二进制码。数字输出DA0~DA7的容性负载必须尽可能低<15pF ,以避免大的数字电流反馈到MAX5865的模拟部分而降低系统的动态性能。通过数字输出端的缓冲器可将其与大的容性负载相隔离。而在数字输出端靠近MAX5865的地方串联一个100Ω电阻,则有助于改善ADC性能。

MAX5865的10位DAC可以工作在高达40MHz的时钟速率下,两路DAC的数字输入DD0~DD9将复用10位总线。电压基准决定了数据转换器的满量程输出。DAC采用电流阵列技术,用1mA1.024V基准下 满量程输出电流驱动400Ω内部电阻可得到±400mV的满量程差分输出电压。而采用差分输出设计时,将模拟输出偏置在1.4V共模电压,则可驱动输入阻抗大于70kΩ的差分输入级,从而简化RF正交上变频器与模拟前端电路的接口。RF上变频器需要1.3V至1.5V的共模偏压,内部直流共模偏压在保持每个发送DAC整个动态范围的同时可以省去分立的电平偏移设置电阻,而且不需要编码发生器产生电平偏移。图2(b)给出了时钟、输入数据与模拟输出之间的时序关系。一般情况下,I通道数据ID 在时钟信号的下降沿锁存,Q通道数据QD 则在时钟信号的上升沿锁存。I与Q通道的输出同时在时钟信号的下一个上升沿被刷新。

3线串口可用来控制MAX5865的工作模式。上电时,首先必须通过编程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3线串口对器件编程可以使器件工作在关断、空闲、待机、Rx、Tx或Xcvr模式下,同时可由一个8位数据寄存器来设置工作模式,并可在所有六种模式下使串口均保持有效。在关断模式下,MAX5865的模拟电路均被关断,ADC的数字输出被置为三态模式,从而较大限度地降低了功耗;而空闲模式时,只有基准与时钟分配电路上电,所有其它功能电路均被关断,ADC输出被强制为高阻态。而在待机状态下,只有ADC基准上电,器件的其它功能电路均关断,流水线ADC亦被关断,DA0~DA7为高阻态。

2 MAX5865的典型应用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各种不同的应用中如在WCDMA-3GPP FDD 与4G技术的FDD应用中工作于Xcvr模式,或在TD-SCDMA、WCDMA-3GPPTDD 、IEEE802.11a/b/g及IEEE 802.16等TDD应用中在Tx与Rx模式间切换等。在FDD模式下,ADC和DAC可同时工作,且当fCLK 为 40MHz时,消耗的功率为75.6mW。实际上,ADC总线与DAC总线是分开的,并与数字基带处理器通过18位(8位ADC与10位DAC)并行总线进行连接。而在TDD模式下,ADC与DAC交替工作,ADC与DAC总线共享,它们一起构成10位并行总线连到数字基带处理器,并可通过3线串行接口选择Rx模式以启用ADC或选择Tx模式启用DAC。由于在Rx模式下,DAC内核被禁用而不能发送;而Tx模式下,ADC总线为高阻态,从而消除了杂散辐射,同时也避免总线冲突。在TDD模式下,当fCLK为40MHz时,Rx模式下的功耗为63mW,Tx模式下的DAC功耗为38.4mW。

图3所示是MAX5865工作在TDD模式的应用电路,该方案提供了完整的802.11b射频前端解决方案。由于MAX5865的DAC采用共模电压为1.4V的全差分模拟输出,而ADC具有较宽的输入共模范围,可以直接与RF收发器接口,因此可省去电平转换电路所需要的分立元件和放大器。同时,由于内部产生共模电压免除了编码发生器的电平偏移或由电阻电平偏移引起的衰减,DAC保持了全动态范围。MAX5865的ADC具有1VP-P满量程范围,可接受VDD/2 ±200mV 的输入共模电平。由于可以省去分立的增益放大器与电平转换元件,因此简化了RF正交解调器与ADC之间的模拟接口。

3 设计注意事项

3.1 系统时钟输入(CLK)

MAX5865芯片的ADC与DAC共享同一CLK输入,该输入接受由OVDD设定的CMOS兼容信号电平,范围为1.8V至VDD。由于器件的级间转换取决于外部时钟上升沿和下降沿的重复性,因此,设计时应采用具有低抖动、快速上升和下降(<2ns)的时钟。特别是在时钟信号的上升沿进行采样时,其上升沿的抖动更应尽可能地低。任何明显的时钟抖动都会影响片上ADC的SNR性能。

实际上,欠采样应用对时钟抖动的要求更严格,由于此时有可能将时钟输入作为模拟输入对待,因此,布线时应避开任何模拟输入或其它数字信号线。MAX5865的时钟输入工作在OVDD/2电压阈值下,能接受50%±15%的占空比。

3.2 基准配置

MAX5865内部具有精密的1.024V内部带隙基准,该基准可在整个电源供电范围与温度范围内保持稳定。在内部基准模式下,REFIN接VDD时的VREF是由内部产生的0.512V。COM、REFP、REFN均为低阻输出,电压分别为VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/2、VREFN=VDD/2-VREF/2。分别用0.33μF电容作为REFP、REFN与COM引脚的旁路电容,并用0.1μF电容将REFIN旁路到GND。

在外部基准模式下,在REFIN引脚一般应施加1.024V±10%的电压。该模式下,COM、REFP与REFN均为低阻输出,电压分别为VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/4、VREFN=VDD/2-VREF/4。可分别用0.33μF电容作为REFP、REFN与COM引脚的旁路电容,并用0.1μF电容将REFIN旁路到GND。在该模式下,DAC的满量程输出电压和共模电压均与外部基准成正比。例如,若VREFIN增加10%(

较大值),则DAC的满量程输出电压也增加10%或达到±440mV,同时共模电压也将增加10%。 3.3 输入/输出耦合电路

通常,MAX5865在全差分输入信号下可提供比单端信号更好的SFDR与THD性能,尤其是在高输入频率的情况下。在差分模式下,当输入IA+、I-A-、QA+、QA- 对称时,偶次谐波会更低,并且每路ADC输入仅需要单端模式信号摆幅的一半。而通过非平衡变压器可为单端信号源至全差分信号的转换提供出色的解决方案,并可获得极佳的ADC性能。当然,在没有非平衡变压器的情况下,也可以使用运放来驱动MAX5865的ADC,此时,MAXIM公司的MAX4353/MAX4454等运放便可提供高速、带宽、低噪声与低失真性能,以保持输入信号的完整性。

3.4 线路板布线

MAX5865需要采用高速电路布线设计技术,电路布局可以参考MAX5865评估板数据资料。所有旁路电容应尽可能靠近器件安装,并与器件位于电路板的同侧,同时应该选用表贴器件以减小电感。可用0.1μF陶瓷电容与2.2μF电容并联,以将VDD旁路到GND;也可用0.1μF陶瓷电容与2.2μF电容并联将OVDD旁路到OGND;同时分别用0.33μF陶瓷电容将REFP、REFN与COM旁路到GND;而用0.1μF电容将REFIN旁路到GND。

通过具有独立地平面与电源平面层的多层板可以获得的信号完整性。模拟地(GND)与数字输出驱动地(OGND)应采用独立的地平面,并分别与器件封装上的物理位置相匹配,MAX5865裸露的背面焊盘接到GND平面,两个地平面应单点相连,以使噪声较大的数字地电流不会影响模拟地平面。两个地平面之间空隙上的一点通常是单点共地的位置,可以用一个低阻值的表贴电阻(1Ω至5Ω)、磁珠或直接短路来完成该连接。如果该地平面与所有噪声较大的数字系统地平面如后续输出缓冲器或DSP地平面 充分隔离,也可以使所有接地引脚共享同一个地平面。此外,高速数字信号布线应远离敏感的模拟信号布线,以确保模拟输入与相应的转换器隔离,减小通道间的串扰。同时应确保所有信号引线尽可能短,并应避免90°转角。

前端设计论文:一种为本体设计的动态可视前端插件程序研究

作者：常志超　陈晓辉　牛秦洲

摘 要：在生物系统中，本体(ontology)信息的显示近几十年中已经成为一个关键的因素。然而在单一应用程序中，在比较不同系统的发展前途时并不能通过一种合适的应用程序得到肯定的回答。介绍的本体插件(ontoslug)是一种容易实现的并能满足这种需要的应用程序。在教室装置和生物科学实验中，本体插件已经被开发利用了。?

关键词：本体；动态可视化；图形用户界面(gui)；生物学? ?

本体(ontology)起源于哲学领域,是人类对自然界“存在论”的一种哲学观点,它意味着知识和知晓。上世纪70-80年代信息科学特别是计算机科学开始了对自然世界认知的形式化的表示,既是可被计算机表示,解释和利用的知识的形式化的研究-即本体。国外的华人生物信息学家称为语义(学)。近几十年中，本体的研究已经延伸到生物学领域。本体的目标是获取相关领域内共同理解,确定该领域内共同认可的词汇,并从不同层次的形式化模式上给出这些词汇和词汇之间相互关系的明确定义。本体的种类,依照领域依赖程度，可以细分为顶层本体、领域本体、任务本体和应用本体四类。顶层本体描述的是最普遍的概念及概念之间的关系，如空间、时间、事件、行为等等，与具体的应用无关，其他种类的本体都是该类本体的特例；领域本体描述的是某个特定领域(如医药、地理等)中的概念及概念之间的关系；任务本体描述的是特定任务或行为中的概念及概念之间的关系；计算机研究主要着重于领域本体，因为领域本体是结构化的领域知识,并可以被计算机解释和利用。领域本体对生物,医学信息的研究变得越来越重要。?

1 开发背景介绍?

目前，在遗传学与蛋白组学中，科学处理的进步已经直接引发了对基因——蛋白质的应用及蛋白质——蛋白质内部反应数据库(在样本有机体间进行比较的数据库)需求的增加。本体论被用作标准化基因及蛋白质的定义和命名及用于代表他们之间的关系。目前在改进本体论的进程中已经证明动态可视的价值。相互作用网络是我们理解这些系统关键，因为他们对复杂的过程进行了提炼和可视化。一份完整的公开的本体片段使用普通的 xml文件来存储信息。xml是一种载体语言，允许用户定义自己的文件类型，允许用户定义任意复杂的信息结构，但是xml只具有语法性，它不能说明所定义的结构的语义。大部分中心本体应用程序能够显示与控制复杂的数据，但是缺少能够用可视化信息轻易表示出不同系统与数据集发展前途的应用程序。大多数的可用的应用程序局限于特别的标记格式而不是一种友好地集成的界面。这些各种各样的因素导致了生物学领域被分成主要依靠数据可视化的领域和其他的并不经常使用这些工具的更传统的领域。?

2 本体插件程序(ontoslug)的使用和特点?

本体插件程序(ontoslug)可以被用来显示和融合各种已存在的本体系统(图1)。数据间的相互作用发生时主要通过图形用户界面(gui)中的四种主要概念来显示关系：结点、连线、标注和层。当结点和连线不是新的概念时，在不同的系统之间动态连接的结点的特殊功能就使得系统之间的重叠更加紧凑而不丢失信息。在元素之间可变的相互作用的范畴产生了一个数据(该数据可能在多路数据集中出现)的快速的适应性变化。这种需要保留数据集性的过程可能在输入一个静态输入格式时被丢失。?

本软件的主要使用方法:双击ontoslug.exe进入程序，单击出现主界面。在命令输入屏上输入所需要的指令，然后同时单击shit——enter键，即可在图形用户界面上显示数据结点及其关系等信息。同时如果需要还可以加载其他文件或过滤器，命令语法如下表(表1)，其中vat指结点，group指组名,type指类型名，3种类型包括：组，标签与个人属性；个人属性可以是任何通过指令预先添加的标注。label指标签。?

举例如下：当在命令输入屏上输入以下所需要的指令：new_vat:a:group1 new_vat:b:group1 new_vat:a:group2 new_vat:b:group2 group_col:group1:909000 group_col:group2:900090 new_lingol:a:':b:example 1 new_lingol:a:':b:example2 new_lingol:a:?:a:example 3 new_lingol:b: ——-:b:example 4,该段程序显示的是不同组中不同结点之间的关系，运行即可看到如下图(图2)：?

用panel:on显示所有元素的总表如下图(图3)：?

本体插件程序能够让用户快速输入来自各种数据源(数据源使用已存在的数据过滤器)或者通用的特制过滤器(可接受并列或重叠的数据结点)的数据信息。在操纵元素时需要很少或者不需要预先得到输入输出应用程序系统或运作的知识。为了方便结点的管理，表示不同元素的关系，图形用户界面应运而生了。?连接功能实现了不同数据集元素的可视化融合。它能够在这个结点中被一个补充文件或人工地使用。连接结点的关联适用于新的连接结点。从结合的结点分为单个结点时的分支也可能通过补充文件或人工的相互作用形成。标记属性实现从一个结点组向具有相同特征簇的转变，而不是通过连接联合在一起。标签组显示的发生是伴随着以下的过程的发生而发生的：褪色成一个更透明的有色阴影区，一次波动的加强显示，一个改变颜色的方案。所有这些实现了一个简单的区分，从而把不包括在该组的其他结点区分开来。层使完整的本体显示绕过本体段，标签组，结点类型和连接类型。图型的信息输出是动态的：可以使信息的分布更简单，同时在改变了相互作用以后能够快速适应而且不需要改变结点的分布。更进一步的说，在本体插件程序中，高级搜索，比较，显示和工具的功能和为一体，同时，结合通用巨指令的可能性将成为将来版本中不可缺少的组成部分。?

3 结语?

总的来说，本体插件程序使研究数据及思维过程轻而易举的在共同研究者之间共享，同时动态的适应业已存在的相互作用范例。当向其他人介绍该应用程序时，其方便简单的数据显示方式使本体插件在这种环境下非常有用。而且它容许独立的规则溶入到内部相互联系的作用网络中。本体插件程序根据特定的需求支持跨平台的版本(mac或者linux)。

前端设计论文:低功耗模拟前端电路设计

作者：魏 智 来源：国外电子元器件

超低功耗、高集成的模拟前端芯片max5865是针对便携式通信设备?例如手机、pda、wlan以及3g无线终端?而设计的，芯片内部集成了双路8位接收adc和双路10位发送dac，可在40msps转换速率下提供超低功耗与更高的动态性能。芯片中的adc模拟输入放大器为全差分结构，可以接受1vp－p满量程信号；而dac模拟输出则是全差分信号，在1．4v共模电压下的满量程输出范围为400mv。利用兼容于spitm和microwiretm的3线串行接口可对工作模式进行控制，并可进行电源管理，同时可以选择关断、空闲、待机、发送、接收及收发模式。通过3线串口将器件配置为发送、接收或收发模式，可使max5865工作在fdd或tdd系统。在tdd模式下，接收与发送dac可以共用数字总线，并可将数字i／o的数目减少到一组10位并行多路复用总线；而在fdd模式下，max5865的数字i／o可以被配置为18位并行多路复用总线，以满足双8位adc与双10位dac的需要。

1 max5865的工作原理

图1所示为max5865内部结构原理框图，其中，adc采用七级、全差分、流水线结构，可以在低功耗下进行高速转换。每半个时钟周期对输入信号进行一次采样。包括输出锁存延时在内，通道i的总延迟时间为5个时钟周期，而通道q则为5．5个时钟周期，图2给出了adc时钟、模拟输入以及相应输出数据之间的时序关系。adc的满量程模拟输入范围为vref，共模输入范围为vdd／2±0．2v。vref为vrefp与vrefn之差。由于max5865中的adc前端带有宽带t／h放大器，因此，adc能够跟踪并采样／保持高频模拟输入?＞奈魁斯特频率?。使用时可以通过差分方式或单端方式驱动两路adc输入?ia＋? qa＋? ia－与qa－?。为了获得性能，应该使ia＋与ia－以及qa＋与qa－间的阻抗相匹配，并将共模电压设定为电源电压的一半?vdd／2?。adc数字逻辑输出da0～da7的逻辑电平由ovdd决定，ovdd的取值范围为1．8v至vdd，输出编码为偏移二进制码。数字输出da0～da7的容性负载必须尽可能低?＜15pf?，以避免大的数字电流反馈到max5865的模拟部分而降低系统的动态性能。通过数字输出端的缓冲器可将其与大的容性负载相隔离。而在数字输出端靠近max5865的地方串联一个100ω电阻，则有助于改善adc性能。

max5865的10位dac可以工作在高达40mhz的时钟速率下，两路dac的数字输入dd0～dd9将复用10位总线。电压基准决定了数据转换器的满量程输出。dac采用电流阵列技术，用1ma?1．024v基准下?满量程输出电流驱动400ω内部电阻可得到±400mv的满量程差分输出电压。而采用差分输出设计时，将模拟输出偏置在1．4v共模电压，则可驱动输入阻抗大于70kω的差分输入级，从而简化rf正交上变频器与模拟前端电路的接口。rf上变频器需要1．3v至1．5v的共模偏压，内部直流共模偏压在保持每个发送dac整个动态范围的同时可以省去分立的电平偏移设置电阻，而且不需要编码发生器产生电平偏移。图2（b）给出了时钟、输入数据与模拟输出之间的时序关系。一般情况下，i通道数据?id?在时钟信号的下降沿锁存，q通道数据?qd?则在时钟信号的上升沿锁存。i与q通道的输出同时在时钟信号的下一个上升沿被刷新。

3线串口可用来控制max5865的工作模式。上电时，首先必须通过编程使max5865工作在所希望的模式下。利用3线串口对器件编程可以使器件工作在关断、空闲、待机、rx、tx或xcvr模式下，同时可由一个8位数据寄存器来设置工作模式，并可在所有六种模式下使串口均保持有效。在关断模式下，max5865的模拟电路均被关断，adc的数字输出被置为三态模式，从而较大限度地降低了功耗；而空闲模式时，只有基准与时钟分配电路上电，所有其它功能电路均被关断，adc输出被强制为高阻态。而在待机状态下，只有adc基准上电，器件的其它功能电路均关断，流水线adc亦被关断，da0～da7为高阻态。

2 max5865的典型应用

max5865能以fdd或tdd模式工作在各种不同的应用中,如在wcdma－3gpp ?fdd?与4g技术的fdd应用中工作于xcvr模式，或在td－scdma、wcdma－3gpp?tdd?、ieee802．11a／b／g及ieee 802．16等tdd应用中在tx与rx模式间切换等。在fdd模式下，adc和dac可同时工作，且当fclk 为 40mhz时，消耗的功率为75．6mw。实际上，adc总线与dac总线是分开的，并与数字基带处理器通过18位（8位adc与10位dac）并行总线进行连接。而在tdd模式下，adc与dac交替工作，adc与dac总线共享，它们一起构成10位并行总线连到数字基带处理器，并可通过3线串行接口选择rx模式以启用adc或选择tx模式启用dac。由于在rx模式下，dac内核被禁用而不能发送；而tx模式下，adc总线为高阻态，从而消除了杂散辐射，同时也避免总线冲突。在tdd模式下，当fclk为40mhz时，rx模式下的功耗为63mw，tx模式下的dac功耗为38．4mw。

图3所示是max5865工作在tdd模式的应用电路，该方案提供了完整的802．11b射频前端解决方案。由于max5865的dac采用共模电压为1．4v的全差分模拟输出，而adc具有较宽的输入共模范围，可以直接与rf收发器接口，因此可省去电平转换电路所需要的分立元件和放大器。同时，由于内部产生共模电压免除了编码发生器的电平偏移或由电阻电平偏移引起的衰减，dac保持了全动态范围。max5865的adc具有1vp－p满量程范围，可接受vdd／2 ?±200mv?的输入共模电平。由于可以省去分立的增益放大器与电平转换元件，因此简化了rf正交解调器与adc之间的模拟接口。

3　设计注意事项

3．1 系统时钟输入(clk)

max5865芯片的adc与dac共享同一clk输入，该输入接受由ovdd设定的cmos兼容信号电平，范围为1．8v至vdd。由于器件的级间转换取决于外部时钟上升沿和下降沿的重复性，因此，设计时应采用具有低抖动、快速上升和下降（＜2ns）的时钟。特别是在时钟信号的上升沿进行采样时，其上升沿的抖动更应尽可能地低。任何明显的时钟抖动都会影响片上adc的snr性能。

实际上，欠采样应用对时钟抖动的要求更严格，由于此时有可能将时钟输入作为模拟输入对待，因此，布线时应避开任何模拟输入或其它数字信号线。max5865的时钟输入工作在ovdd／2电压阈值下，能接受50％±15％的占空比。

3．2 基准配置

max5865内部具有精密的1．024v内部带隙基准，该基准可在整个电源供电范围与温度范围内保持稳定。在内部基准模式下，refin接vdd时的vref是由内部产生的0．512v。com、refp、refn均为低阻输出，电压分别为vcom＝vdd／2、vrefp＝vdd／2＋vref／2、vrefn＝vdd／2－vref／2。分别用0．33μf电容作为refp、refn与com引脚的旁路电容，并用0．1μf电容将refin旁路到gnd。

在外部基准模式下，在refin引脚一般应施加1．024v±10％的电压。该模式下，com、refp与refn均为低阻输出，电压分别为vcom＝vdd／2、vrefp＝vdd／2＋vref／4、vrefn＝vdd／2－vref／4。可分别用0．33μf电容作为refp、refn与com引脚的旁路电容，并用0．1μf电容将refin旁路到gnd。在该模式下，dac的满量程输出电压和共模电压均与外部基准成正比。例如，若vrefin增加10％（较大值），则dac的满量程输出电压也增加10％或达到±440mv，同时共模电压也将增加10％。

3．3 输入／输出耦合电路

通常，max5865在全差分输入信号下可提供比单端信号更好的sfdr与thd性能，尤其是在高输入频率的情况下。在差分模式下，当输入?ia＋、i-a－、qa＋、qa－?对称时，偶次谐波会更低，并且每路adc输入仅需要单端模式信号摆幅的一半。而通过非平衡变压器可为单端信号源至全差分信号的转换提供出色的解决方案，并可获得极佳的adc性能。当然，在没有非平衡变压器的情况下，也可以使用运放来驱动max5865的adc，此时，maxim公司的max4353／max4454等运放便可提供高速、带宽、低噪声与低失真性能，以保持输入信号的完整性。

3．4 线路板布线

max5865需要采用高速电路布线设计技术，电路布局可以参考max5865评估板数据资料。所有旁路电容应尽可能靠近器件安装，并与器件位于电路板的同侧，同时应该选用表贴器件以减小电感。可用0．1μf陶瓷电容与2．2μf电容并联，以将vdd旁路到gnd；也可用0．1μf陶瓷电容与2．2μf电容并联将ovdd旁路到ognd；同时分别用0．33μf陶瓷电容将refp、refn与com旁路到gnd；而用0．1μf电容将refin旁路到gnd。

通过具有独立地平面与电源平面层的多层板可以获得的信号完整性。模拟地(gnd)与数字输出驱动地(ognd)应采用独立的地平面，并分别与器件封装上的物理位置相匹配，max5865裸露的背面焊盘接到gnd平面，两个地平面应单点相连，以使噪声较大的数字地电流不会影响模拟地平面。两个地平面之间空隙上的一点通常是单点共地的位置，可以用一个低阻值的表贴电阻(1ω至5ω)、磁珠或直接短路来完成该连接。如果该地平面与所有噪声较大的数字系统地平面?如后续输出缓冲器或dsp地平面充分隔离，也可以使所有接地引脚共享同一个地平面。此外，高速数字信号布线应远离敏感的模拟信号布线，以确保模拟输入与相应的转换器隔离，减小通道间的串扰。同时应确保所有信号引线尽可能短，并应避免90°转角。

前端设计论文:数字电视前端网络管理的系统设计

摘要：当前随着互联网技术不断发展及国家三网融合战略实施，传统广播电视系统在不断朝着网络化以及智能化和数字化、集程化方向发展。因此，对网络系统运行数据进行多方位、实时在线监控具有重要意义。通常而言，主要通过SNMP这一数据网络协议，并采用Qt设计，使电视广播等数字化系统集成于一个统一的网络管理系统中，以便于技术人员结合实际系统运行情况，对我国数字电视前端系统相关设备进行有效监控。

【关键词】数字电视；前端；网络管理；系统设计

本文在对我国有线电视前端网络管理系统进行设计优化过程时，主要利用SNMP数据运行协议，使网络管理系统运行更加简单、安全、稳定和容易扩展，在设计过程中，Qt的信号/槽机制通过将槽注册到信号这一设计方式，将二者有效绑定。因此，这一设计优化方式更加灵活，而且通过多对多的关系，实现信号和槽的绑定，使其与我国网络监控系统的实施运行模式相符。

1数字电视前端的网络管理系统设计

通常来讲，数字电视前端网络管理系统的设计，对于广播电视而言十分重要。因此，对其进行科学优化更为关键，为了满足网络管理系统对电视前端相关运行设备的科学监测这一需求，设计之前应该首先对电视前端系统中的相关复用设备、编码器和解码器等基本运行设备的运行情况进行有效实时监测分析，从而最终经过科学设计与优化，进一步实现对电视前端相关设备的网络化远程管理。因此，本文在设计构架中，主要采用C/S软件设计构架，通过集中式布置与优化，从而科学设计系统的数据逻辑结构，保障系统运行中的相关功能逻辑清晰，尽可能防范技术性操作失误对电视前端网络管理系统产生重要影响。在此设计优化过程中，本文还主要采用了Qt这一数据系统开发工具，使其面向对象，从而科学制定一套完整的数字电视前端网络管理系统设计优化方案。该设计方案主要考虑到我国数字电视前端网络管理的实际需求和具体操作方式，因此将系统架构设计为三个不同的层次，分别为采集层以及数据存储层和信息呈现层三个运行组件模块。而在每一层的运行系统中，又通过不同的功能对不同数字电视前端设备进行网络化管理，由此构建一个集成化与系统化、层次化和模块化的网络管理系统。

2数字电视前端网络管理系统总体架构设计思路分析

（1）通过采集层对数字电视前端的网络管理设备运行时间及设备名称、设备具体信息描述以及设备有关联系人和具体的IP地址、设备的有关位置等基本的信息进行管理，技术人员可以及时将系统采集到的信息日志存入系统数据库中，从而为其它网络层相关功能的实现奠定积极的基础。（2）系统存储层的主要设计功能是对数据采集层中的相关设备运行信息进行科学预处理，从而确保数据信息存储的完整性以及科学性，然后针对信息属性进行分类存储。在这一层的网络结构中，系统设备一旦出现运行故障，则可以通过对系统数据库中存储的相关信息进行追溯，采用历史记录进行系统故障诊断以及维护。除此之外，系统通过信息呈现层实现系统设备相关信息的呈现以及用户信息系统设备故障诊断报告等信息的直观展示，从而保障技术人员可以通过信息展示情况对不同的系统设备进行优化与配置。

3数字电视前端网络管理系统软件系统功能模块设计分析

3.1网络管理系统软件登录模块

在这一运行模块首先需要对不同的用户进行权限限制，利用数据信息库对相关用户的数据信息进行查找，然后将数据信息直接显示到系统对话框中，对不同登录用户进行科学选择并输入运行密码，使其与用户信息进行有效匹配，如果匹配成功则进入系统运行主界面，从而实现对数字电视前端的相关运行设备的科学管理。

3.2网络管理系统软件功能实现模块

3.2.1网络管理系统软件用户管理功能在对用户管理模块进行分析设计时，首先需要进入到用户注册单元，通过信息输入，在数据库中进行数据信息查询，如果用户界面中显示用户反馈信息，则需要使用户对数据进行重新注册管理，在用户数据功能管理模块，应该通过信息查询对用户下拉列表中相关显示信息进行选择，并输入用户密码，从而结合信息的匹配情况进行数据信息更改。3.2.2网络管理系统软件设备添加功能设备添加功能的实现主要是通过在应用程序主界面中展开添加触发设备的相关操作，此时会弹出添加相关设备的对话框，技术人员可以将设备具体IP地址以及设备型号和类型及设备名称输入对话框中，对设备中的解码器模块以及编码器模块和通用设备模块等多个不同的信息模块进行触发操作，此时系统中会形成相应的设备界面，并在工具箱中自动生成相应的系统触发按钮，通过这些按钮进行相关操作，并将应用程序打开，将系统自动读取到的数据信息存储到数据库中。3.2.3网络管理系统软件故障报告功能在这一设计环节，网络管理系统人员主要通过在系统应用程序界面中进行故障报告功能选择，从而进入到系统设备故障分析界面中，在该运行主界面，用户可对不同设备进行筛选及报警类别选择和报警时间选择，从而通过最快的信息查询方式，获取数字电视前端网络管理所需信息，在数据分析与统计基础上，展开科学决策，从而防止类似的故障再次出现，这一设计方式使网络管理系统的运行稳定性与安全性大大提升。

4结束语

综上所述，随着网络运行系统的不断完善，对网络相关数据进行监测管理非常重要。通过网络管理系统可以对系统中的相关网络设备进行实时、在线监控，从而及时掌握网络设备运行情况，并针对其可能存在的具体故障进行判断分析，并展开科学化决策。因此，本文正是基于此背景，重点针对我国有线电视数字电视前端的网络管理系统相关运行理论进行科学分析总结，从而基于Qt设计，实现对我国有线数字电视前端的网络管理系统进行集成化研究以及设计，在此基础上，希望通过相关的研究设计进一步深化网络管理系统在我国数字电视前端管理中的具体应用。

作者：莫小威

前端设计论文:软件无线电收发机前端设计方法

1是用可调的模块替代以上结构中被不同模式共享的硬件模块

使其性能指标根据特定应用模式进行调整，从而降低能耗。上面几种收发机实现方案在系统设计方面都是沿用传统的设计方法，即系统的各项指标是按最坏信道质量的极端情况进行设计的。如果能够找出一种系统设计和电路实现的方法，根据特定的信道和电路PVT状态，动态调整CMOS电路的工作条件，使其性能恰好满足要求，即收发机前端性能是对信道质量和电路PVT是自适应的，则收发机的功耗将是低的。

2软件无线电收发前端设计思路

2.1应用于软件无线电收发机前端的动态电压调节技术

动态电压调节是CMOS数字集成电路中重要的降低功耗的方法，如果能将这种技术用于射频/模拟/混合信号电路，则在电路电流恒定的情况下，电路功耗随电压的下降线性减小。这项技术的成功应用，将使电源电压成为主动调节手段，而非被动的电路状态条件，成为软件无线电收发机前端的自适应降低功耗的重要手段。

2.2性能优化友好的功耗有意识软件无线收发机前端设计方法

功耗有意识是指设计者在设计中采用的电路结构和参数等，尽可能用较少的功耗实现所期望的电路功能和性能。同时，通过选择合理电路结构，使电路基底噪声、线性度、增益、信号较大摆幅等性能的提高与电路中的功率损耗成正相关，这样如果电路性能恰好满足要求，则功耗能接近最小。功耗有意识的、性能优化友好的射频/模拟电路模块设计方法的研究，不仅使模块性能优化更高效，而且可以使优化摆脱手工作业、用算法实现，符合软件无线电模块化、通用化设计的思想，这是通向具有自适应性的智能射频前端的途径。

2.3软无线电收发前端系统功率动态优化算法

动态优化算法能够根据信道质量，实时地在线对各个模块的性能按照一定的规则进行调整，使系统能够恰好满足性能要求，并且功耗接近最小。这套对模块性能进行调整的“规则”，即性能优化算法，应该对所有的不同通信标准、信道状态、电路PVT状态普遍适用。而系统需要满足的性能要求可以是误码率，也可以是与其相关的参数，如误差向量幅度。在不同通信模式下，系统性能期望达到的性能标准可能不同，而这可以作为算法中的可配置参数进行传递。

3软件无线电收发前段设计方案

由于工艺的不断演进，CMOS集成电路的规模和速度不断提高，使复杂的信号处理功能得以在个人无线通信终端上实现。本项目拟利用数字信号处理技术，解决软件无线电收发前端信道质量自适应问题，降低系统功耗。

3.1应用于软件无线电收发机前端的动态电压调节技术

对于接收机，本项目拟利用最小均方自适应信号处理算法，在数字基带对开关噪声进行抵消，如图1所示。因为电源上的开关噪声与开关电源中的时钟信号正相关，本项目拟利用时钟信号作为噪声源参考信号，通过LMS自适应噪声算法，将接收到的信号中与其相关的部分消除。当然，此方案如需奏效还有一定的前提条件，电源上的噪声引入的乘法性的干扰可忽略，即前端电路的设计对有电源电压变化有“友好性”。如果需要消除乘法性的干扰，也可能可以人为地对电源注入经过自适应滤波的开关时钟信号，经过LMS算法在基带获得最小能量时，可认为噪声消除最彻底。在包络调制器的输出端接开关频率陷波器的方法滤除开关频率，系统框图如图2所示。传统的包络调制器是针对特定的通信模式，开关频率固定，因而滤波器的频率特性也是固定的。而对于具有自适应性的软件无线电发射机，为达到效率，希望包络调制器开关频率可变，传统的滤波方案则不能满足要求。本项目拟利用时域离散信号在频域随采样频率周期延拓的特性，采用连续时间域与离散域滤波器混合的方式，实现自动跟踪包络调制器开关频率的自适应陷波滤波器图3为拟采用的自适应开关频率陷波器结构，其由高通滤波器与时间离散域的低通滤波器串联而成，而离散域滤波器的开关时钟是由开关型包络调制器的开关时钟产生的同频时钟。时域离散的滤波器在频域随采样频率周期延拓，因此连续时间域的低通特性时间离散化后变为自动跟踪开关频率的陷波滤波器。为了保持包络调制器输出中直流附近的低频信号，在陷波滤波器前引入高通滤波器，以隔绝低频信号。

3.2软无线电收发前端系统性能动态优化算法

图4软件无线电收发机性能功耗动态优化框图本项目拟采用基带信号解调后的误差向量幅度（EVM）作为信号接收质量的判断标准，相比于误码率（BER），其可以通过一帧数据迅速地得到结果。软件无线电收发前端信道质量自适应算法框图如图5所示，其中EVMmax是对于某个通信模式，要满足通信质量要求所能容忍的较大误差向量幅度。该算法可以在通信是不断循环调用，以保障实时性；也可以定时调用，以减小算法本身带来的能耗。以上算法是建立在性能与功耗正相关的前提下，如果性能最恰好满足要求，则功耗低。但实际情况下，不同调节方式对同一性能产生的相同的影响，但功耗却不一定相同，因而需要考虑性能调节方式的功耗成本问题。

4结束语

在上述设计过程中，我们将动态电压调整技术应用于软件无线电收发机前端，利用极坐标发射机包络调制器使软件无线电的多工作模式自适应，设计出CMOS软件无线电收发前端性能优化友好的模块化方法和对信道质量自适应的软件无线电收发前端性能优化算法。

作者：邱旦峰 于为 卜刚 单位：南京航空航天大学 电子信息工程学院

前端设计论文:降噪抗干扰前端模拟电路设计

【摘要】

由于红外成像设备在日益复杂的环境中广泛应用，不可避免会带来噪声和干扰。前端模拟电路处理红外探测器输出的原始模拟信号，是红外成像设备重要组成部分。本文通过前端模拟电路的硬件设计，重点讨论降噪抗干扰的方法，提高设备的性。

【关键词】

红外；降噪；抗干扰

1引言

随着红外探测器成像技术的发展，人们对红外图像质量的要求也越来越高。同时由于系统集成化的趋势，系统可能会同时装备红外、激光、电视等设备，这些设备运行产生的电磁场可能会使红外设备产生不应有的响应，表现为图像噪声大、干扰等现象，严重时甚至影响设备的功能。在红外成像设备中，前端模拟电路连接红外探测器的输出和图像处理单元的输入，直接处理探测器输出的最原始模拟信号。加强和优化前端模拟电路的降噪和抗干扰设计，对提高设备整体的稳定性和抗干扰能力具有十分重要的意义。

2前端模拟电路设计

红外热像仪前端模拟电路部分主要实现的功能有：探测器工作偏压的产生；对探测器输出的模拟信号前置放大；高速模数转换和数据的合成排序等。

2.1探测器偏压供给电路设计由于探测器是敏感器件，尤其是长波探测器，电压波动影响其性能，探测器偏压供给电路给探测器提供严格的低噪声工作电压。探测器正常工作所需的偏压包括读出电路所需的模拟电压VDDA、数字电压VDDL和光电二极管偏压Gpol。模拟电压和数字电压均为固定值5V，而不同探测器的Gpol值并不一样，因此Gpol偏压可采用电阻分压方式，通过调节不同的电阻值实现不同的Gpol电压输出。我们采用REF195ES芯片生成模拟电压和数字电压。REF195ES较大输出电流30mA，电压输入范围从5.1V到15V，固定输出5V，输出精度±2mV，很好满足了探测器对模拟电压和数字电压的要求。输出电压可经过低通噪声滤波器电路，进一步降低噪声。低通噪声滤波器电路通常采用串联RL电路或串联RC电路，基本电路结构形式如图1、图2所示[1]。从式(1)、(2)可以看出，只要适当选择R和L的参数，截止频率可以设置成任何值，因此可以设计出具有任意截止频率的低通滤波器。为了提高电路的抗干扰性，本文设计一个RC滤波器，其电容值要求远大于A/D转换器的输入电容。这个电容为采样电容提供电荷，从而消除瞬变。RC滤波器同时也减小放大器地驱动容性负载时产生稳定性问题概率。与电容串联小电阻有助于防止自激和震荡。负载电容较大时，交流性能由负载电容和隔离电阻控制。

2.2信号放大电路设计红外探测器输出的模拟信号在送入A/D转换器处理前，经过两级放大：及时级是噪声滤波电路，它的作用是滤除探测器CMOS读出电路的噪声，同时提供与探测器匹配的输出阻抗。第二级放大电路是反相放大电路，它将输入的模拟信号反相放大，同时对信号进行偏置调节。（1）及时级滤波电路。滤波器按照电气指标一般分为无源滤波器和有源滤波器。由于无源滤波器存在滤波易受系统参数的影响、对某些次谐波有放大的可能、体积大等缺点，此设计中着重考虑应用有源滤波器。与无源滤波器相比，有源滤波器有如下优点：1）信号在无源器件上的损失可以在有源器件上得到补充。2）由于运算放大器具有输入阻抗高、输出阻抗低、高增益、高稳定性和闭环增益等参数调整灵活的优点，因此使用有源滤波器的设计较为方便[2]。压控电压源二阶滤波电路是一种常用的有源二阶滤波电路。压控电压源二阶滤波电路的特点是：运算放大器为同相接法，滤波器的输入阻抗很高，输出阻抗很低，滤波器相当于一个电压源。其优点是：电路性能稳定，增益容易调节。（2）第二级反向放大电路。放大器的负极输入端接上级信号，正极输入端接可调正电平。增加反向偏置的原因是，红外探测器的输出是探测器响应电压叠加上直流分量，减少直流电平的大小以便于下一步信号放大。正相输入的参考电平的好坏对输出有影响，设计中采用可调电阻分压来提供正相输入的参考电平。

2.3A/D转换电路设计A/D转换器作为前端模拟电路最重要的组成部分，直接影响到后端信号的处理，因此选择合适的A/D转换器十分重要。选择A/D器件主要考虑以下三种因素：l采样位数，即精度要求；l采样频率，取决于模拟信号的变化快慢；l信噪比。以某型探测器为例，其模拟视频输出信号动态范围大于74dB，较大输出速率5MHz。根据输出模拟信号的动态范围可以计算出，A/D转换器的转换位需大于12位。由于探测器数据输出较大速率是5MHz，因此A/D转换器的转换速率也必须得大于5MHz。为了满足某型号探测器性能指标的要求，我们选用AD9240。AD9240是美国AD公司生产的一种14位、10MSPS高性能模数转换器，它具有片内高性能采样保持放大器和电压参考。在单一+5V电源下，它的功耗仅有285mW，信噪比与失真度为77.5dB，信噪比（f=5MHz）为78.5dB。AD9240的模拟输入范围非常灵活，可以是DC或AC耦合的单端或差分输入[3]。AD9240内部结构框图如图4所示。其中VINA与VINB是信号输入端，CLK提供采样时钟，VREF提供参考电平，SENSE控制AD9240的采样电压幅度和参考电平来源。红外探测器的输出电压范围为1.6V~4.6V，为了使A/D转换器发挥分辨率，需将A/D转换器的动态范围覆盖红外探测器的输出范围。同时为了减少温度飘移与内部噪声，提高参考电压精度，此设计中采用了单端输入的外部参考源。当使用外部参考方式时,还应当在CAPT与CAPB之间加一个电容网，如图6所示。该电容网有三个作用：一是与内部参考放大器一起在大频率范围下提供一个低阻抗源以驱动A/D内部电路。二是提供内部参考放大器需要的补偿。三是限制由参考电源产生的噪声干扰。

3结论

红外产品在系统应用过程中，容易受外部干扰，影响图像质量。论文从红外产品前端模拟信号处理着手，在原有设计的基础上，着重探讨进一步降低噪声，提高抗干扰能力的一种设计方法，为后续的设计提供参考。

作者：刘坤 朱志强 单位：华中光电技术研究所—武汉光电国家实验室

前端设计论文:汽车前端造型与概念设计研究

1行人髋部碰撞区域的造型分析

1.1造型因素对髋部冲击器碰撞影响的分析

汽车前端造型因素对髋部冲击器碰撞结果的影响体现在两方面，一是前端造型的几何尺寸决定了髋部冲击器的碰撞输入能量、初始速度与角度，其中输入能量与吸能变形空间的需求正相关;另一方面，碰撞接触面积、碰撞区域内结构件(如上横梁、机罩锁、车大灯和进气格栅等)的布置与髋部冲击器的损伤参数密切相关。给出髋部冲击器与机罩前缘碰撞试验中用于确定初始能量输入的曲线，可以看出，初始能量输入对于机罩前缘高度(BLEH)非常敏感。因此，对机罩前缘较高的车型，髋部冲击器碰撞试验往往初始输入动能较高，测试结果相对较差。在实际的造型设计过程中，进气格栅是汽车前部重要的造型元素，它直接影响整车造型设计风格。通过降低进气格栅高度，使车辆前端造型更加扁平，能够相应降低机罩前缘高度，从而减小髋部冲击器的初始碰撞能量。汽车前大灯一般局部结构刚度较大，也是髋部冲击器碰撞的关键区域，依据行人碰撞要求相应改变大灯造型设计与空间位置，可以设法将其布置在髋部碰撞区域之外。部分现有车型中在车大灯的安装机构上采用了整体溃缩吸能装置，以改善局部碰撞缓冲效果，降低行人保护要求对于车灯造型的限制。

1.2基于碰撞能量约束的车型前端外轮廓设计

结合上述分析可以发现，在车型设计早期，可以一定的碰撞能量输入作为设计目标，对车型外轮廓设计进行约束，从而为后续针对髋部碰撞保护的部件结构和布置设计提供便利。在前保险杠系统方案确定后。首先选取车型正中心截面，即车辆纵向对称面(y=0)，设定一个碰撞输入能量(比如500J)，按以下步骤求得对应该输入能量的组合约束线:(1)按照法规要求，利用截面中一条与垂线成20°的斜线α和保险杠廓形的接触点，确定保险杠上参考点M;(2)依据法规给定曲线，确定500J能量对应的各组BLEH和BL，描点连线得曲线β;(3)确定车型BLEH的上限值hBLE，并按其高度确定曲线β上的一点N;(4)从点N处作一条截面中与地面交角40°的直线γ;(5)α、β与γ3条直、曲线，去掉它们交点以外的无效线段后，共同组成该截面的一条组合约束线。沿车辆横向(即保险杠的长度方向)取若干平行于纵向对称面的截面(对应于不同的碰撞点)，分别按上述步骤求得该截面的组合约束线;这些组合约束线将构成一个约束曲面。只要汽车前端造型设计的曲面在约束曲面之下，即可保障碰撞输入能量不超过设定值。汽车造型对于行人碰撞试验结果有明显影响。在实际工程中，车辆开发早期的造型设计阶段就应考虑行人保护要求，以降低工程开发难度，改善车辆的行人保护性能。需要指出的是，髋部冲击器对不同位置的结构刚度的敏感程度不同，髋部冲击器下部受力往往对冲击反力的峰值影响更明显。因此，接触点局部造型(尤其是局部的弧度设计)以及由此引起的局部刚度变化等，对髋部冲击器碰撞结果也会产生影响。此外，汽车低速碰撞和行人腿部碰撞保护等对汽车前端设计(如前车灯和机罩前缘等)也有不同的要求，这些因素均应在车型设计早期予以兼顾。

2机罩前缘结构改进设计

行人冲击器碰撞均集中在车辆前端的局部区域，输入动能相对较小，对模型保真度要求较高。本文中利用LS-DYNA软件建立了样车前端有限元模型，与实际试验值进行了对比分析，通过机罩前缘不同位置的碰撞仿真计算对现有车型的髋部碰撞保护性能进行评估，找出损伤参数超标的区域，并从其结构刚度、质量分布和边界条件特征等方面对结果进行分析。髋部冲击器碰撞可视为一维运动，主要考查髋部冲击器在平动过程中受到的冲击反力合力和弯矩大小。从实际算例和实验结果来看，冲击反力与弯矩之间存在一定的比例关系，过高的合力峰值是导致髋部冲击器碰撞结果较差的主要原因，因此在概念设计中以冲击反力峰值作为主要研究对象。结构设计目标为在不增加变形吸能空间的前提下，降低冲击反力峰值;或在不提高冲击反力峰值的情况下，减小所需要的变形吸能空间。

2.1样车前端模型的建立

本文中使用的样车前端结构模型保留了A柱前与行人冲击器相接触和对其损伤有较大影响的部件，具体包括:机罩及其附属部件、车灯、翼子板、散热器、前保险杠总成(蒙皮、横梁、吸能盒、下支撑件等)和风窗玻璃等部件。约含20万个单元，在截面处约束各点运动自由度。为方便表达，将此样车模型记为模型A。为了验证模型A的性，实施了样车前端髋部冲击器碰撞试验，试验中选定的碰撞位置沿车辆横向的坐标值为Y=350mm，试验中碰撞位置信息和试验结果如表1所示。为进行对比，在有限元模型中就同一位置进行了碰撞仿真。仿真计算得到的髋部冲击器合力曲线与试验结果比较吻合。两者的差异可能存在多方面的原因，如仿真模型本身的保真度高低，实际试验条件与仿真条件可能不匹配，传感器测量结果误差等。另外，对比不同文献给出的髋部冲击器标定结果时可以发现，在标定结果都满足试验要求的情况下，标定试验曲线也存在明显不同，因此，本文中的计算结果仅用于车型改进前后髋部碰撞保护水平的相对比较。

2.2髋部冲击器与样车前端碰撞仿真

为对样车的髋部碰撞保护性能进行评估，选取机罩前缘上的4个碰撞位置进行仿真计算，各碰撞位置沿车辆Y向的坐标值，其中碰撞位置1位于机罩前缘中心。各碰撞位置对应的样车几何信息和试验参数。各个碰撞位置对应的髋部冲击器输入能量均接近700J，即法规试验要求的上限值。部件连接、布置、总体刚度和成本等)。

2.3各碰撞位置结构改进的概念设计

在不同的碰撞位置，髋部冲击器所受的冲击反力合力峰值是由不同的结构特征造成，因此改进设计应结合各个碰撞位置的局部构造有针对性地进行。需要指出的是，由于髋部冲击器表层覆盖泡沫软材料的存在，它在与车辆接触时受力曲线会经历一个斜率相对较小的上升过程，该过程无法避免。在改善波形时主要针对泡沫压实和车辆结构开始变形之后的碰撞历程，本文中侧重于髋部冲击器碰撞保护的概念设计，未纳入对其他因素的综合考虑(如部件连接、布置、总体刚度和成本等)。

2.3.1中央碰撞区

针对中央碰撞区(位置1，Y+000)，通过在中央位置处机罩下方加装变形吸能件，可以利用其在髋部冲击器碰撞过程的变形吸收碰撞能量，改善髋部冲击器波形。设计中板件建模选用弹塑性材料(对应LS-DYNA软件中的24号材料)。第1种设计方案采用阶梯状变形吸能件;第2种设计方案即在上横梁与机罩之间加装一个梯形薄板件，该构件包括内外两件，其中外件能够使碰撞初期的冲击反力快速上升，以减小对吸能空间的需求，内件则用于保持平台力。计算结果表明，加装变形件有助于冲击波形形成良好的平台，髋部冲击器所需要的变形空间减小了10mm左右。中央位置处机罩下方变形吸能件的设计方案需要说明的是，车型的发动机罩锁件一般也位于中央碰撞区附近。由于锁件的结构刚度通常较大，往往会对髋部冲击器碰撞产生不利影响。本文中使用的样车有限元模型为发动机罩锁件预留出相应空间，但模型中并未考虑发动机罩锁件。在将此类方案应用于实车结构改进时，须结合实际锁件位置考虑其布置情况，进一步优化构件的材料和几何等参数，以得到良好的碰撞结果。

2.3.2车灯尖角处

车灯尖角处(Y-356)的碰撞位置3下方变形空间较小，散热器上横梁支撑在车灯上方，髋部冲击器在碰撞过程中带动机罩等部件与其产生碰撞时，仍然具有较高的残余速度，从而产生了较高的受力峰值。由于车灯的存在使散热器上横梁难以向后下方移动，因此可将局部的散热器上横梁材料减弱，以降低构件的局部刚度。计算结果表明，冲击反力峰值降低了近2kN，髋部冲击器的反弹时刻推迟约7ms，较大位移增大了约10mm。

2.3.3靠近机罩前缘边缘的车灯中央处

靠近机罩前缘边缘的碰撞位置4(Y-500)位于车灯中央，此处车灯灯罩材料刚度较大;部件布置紧凑，局部可变形空间小。髋部冲击器与之碰撞时有效位移较小，冲击反力的峰值较高。为降低结构的等效刚度，可以将灯罩所用材料聚丙烯的强度削弱。仿真结果表明，当其弹性模量由2.28GPa降为0.6GPa时，冲击反力峰值能够降低1kN左右，与此同时，髋部冲击器的较大位移增大了约10mm。

2.4综合改进模型的碰撞计算结果

综合前3小节对车身模型的改进，即在中央碰撞区域加装碰撞吸能件，将两侧的散热器上横梁改为塑料件，并为车灯选用弹性模量较软的材料，得到的模型记为模型B。样车模型A与改进设计后的样车模型B计算结果对比。可以看出，碰撞位置1处，模型B在保障冲击反力不超过髋部冲击器损伤耐受限度的情况下，冲击器位移明显减小，即所需要的变形吸能空间减小，从而为车型部件布置提供了更大的自由度;碰撞位置3和4处，髋部冲击器所受合力峰值明显降低。因此，各个位置的碰撞结果均有显著改善。在EuroNCAP对行人髋部碰撞保护性能的评分方法中，对髋部冲击器的损伤参数(冲击反力合力峰值和弯矩峰值)分别规定两个极值，其中高要求极值对应满分，低要求极值对应零分，处于两个极值之间的试验结果采用线性插值的方式计算相应得分。每次试验须分别计算合力或弯矩得分，取二者的较小值作为该碰撞位置的得分。EuroNCAP试验方法中将车辆机罩前缘划分为(1)、(2)、(3)3个区域，每个区域又包括a或b2个子区。如果汽车厂商赞助EuroNCAP加试，每个区域内最多可进行两次髋部冲击器试验，并取二者的均值作为该区域的得分，仍将3个区域的分值累加;若汽车厂商不赞助EuroNCAP加试，每个区域内只进行一次髋部冲击器碰撞试验，按试验结果计算该区域得分，对3个区域的分值进行累加，得到髋部冲击器试验总分。仿真计算中采用的4个碰撞位置相对于EuroNCAP指定试验区域的分布情况。本文中以髋部冲击器的冲击反力合力为主要研究对象，因此EuroNCAP得分的计算以合力峰值为依据，未考虑其弯矩情况。假设区域(1)和区域(3)对称，则在厂商赞助EuroNCAP加试碰撞位置的前提下(即每个区域在a、b两个子区内均进行髋部冲击器碰撞试验)，模型A和模型B的得分分别为1.4和3.6。可以看出，通过增设可变形吸能结构和削减局部结构刚度等措施，该车型的碰撞结果得到明显改善。

3结论

髋部冲击器碰撞试验中的输入能量由车辆前端几何参数决定，并对损伤指标具有显著影响。合理的造型设计可有效降低碰撞能量输入，有利于车辆对行人髋部的碰撞保护。尽管实际上髋部冲击器与机罩前缘的碰撞波形难以达到理想方波，但分析表明碰撞输入能量与机罩下方最小吸能空间的需求仍是一一对应的。当汽车前端造型固定，即碰撞输入能量确定后，就须通过机罩内部部件的合理设计与布置来改善髋部冲击器的碰撞波形，降低损伤指标的峰值，使之接近理想方波，以充分利用吸能空间，提高车辆的行人保护性能。分析汽车前端造型因素与髋部冲击器碰撞参数输入之间的关系，提出了基于碰撞能量约束的车辆前端外轮廓设计方法，并基于某实车建立起髋部冲击器与车辆前端碰撞模型，对其行人髋部碰撞性能进行了分析评估。在输入能量不变的情况下，针对行人髋部保护进行了局部结构的改进设计。仿真计算结果初步表明，所提出的若干结构改进设计对提高髋部碰撞保护性能是有效的。本文中仅以髋部冲击器反力峰值的计算结果进行车型改进前后髋部碰撞保护水平的相对比较，且只针对髋部碰撞保护的要求。在下一步的研究中，须进一步考虑髋部冲击器的较大弯矩情况;并顾及其他设计要求，如保险杠系统须满足低速碰撞要求，机罩的改进设计应保障发动机散热、降低车身噪声和振动性能等。

作者：聂冰冰夏勇黄俊周青刘奇杜汉斌单位：清华大学汽车安全与节能国家重点实验室上海汽车集团股份有限公司技术中心

前端设计论文:低功耗模拟前端电路设计

超低功耗、高集成的模拟前端芯片MAX5865是针对便携式通信设备例如手机、PDA、WLAN以及3G无线终端而设计的，芯片内部集成了双路8位接收ADC和双路10位发送DAC，可在40Msps转换速率下提供超低功耗与更高的动态性能。芯片中的ADC模拟输入放大器为全差分结构，可以接受1VP－P满量程信号；而DAC模拟输出则是全差分信号，在1．4V共模电压下的满量程输出范围为400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3线串行接口可对工作模式进行控制，并可进行电源管理，同时可以选择关断、空闲、待机、发送、接收及收发模式。通过3线串口将器件配置为发送、接收或收发模式，可使MAX5865工作在FDD或TDD系统。在TDD模式下，接收与发送DAC可以共用数字总线，并可将数字I／O的数目减少到一组10位并行多路复用总线；而在FDD模式下，MAX5865的数字I／O可以被配置为18位并行多路复用总线，以满足双8位ADC与双10位DAC的需要。

1MAX5865的工作原理

图1所示为MAX5865内部结构原理框图，其中，ADC采用七级、全差分、流水线结构，可以在低功耗下进行高速转换。每半个时钟周期对输入信号进行一次采样。包括输出锁存延时在内，通道I的总延迟时间为5个时钟周期，而通道Q则为5．5个时钟周期，图2给出了ADC时钟、模拟输入以及相应输出数据之间的时序关系。ADC的满量程模拟输入范围为VREF，共模输入范围为VDD／2±0．2V。VREF为VREFP与VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端带有宽带T／H放大器，因此，ADC能够跟踪并采样／保持高频模拟输入＞奈魁斯特频率。使用时可以通过差分方式或单端方式驱动两路ADC输入IA＋QA＋IA－与QA－。为了获得性能，应该使IA＋与IA－以及QA＋与QA－间的阻抗相匹配，并将共模电压设定为电源电压的一半VDD／2。ADC数字逻辑输出DA0～DA7的逻辑电平由OVDD决定，OVDD的取值范围为1．8V至VDD，输出编码为偏移二进制码。数字输出DA0～DA7的容性负载必须尽可能低＜15pF，以避免大的数字电流反馈到MAX5865的模拟部分而降低系统的动态性能。通过数字输出端的缓冲器可将其与大的容性负载相隔离。而在数字输出端靠近MAX5865的地方串联一个100Ω电阻，则有助于改善ADC性能。MAX5865的10位DAC可以工作在高达40MHz的时钟速率下，两路DAC的数字输入DD0～DD9将复用10位总线。电压基准决定了数据转换器的满量程输出。DAC采用电流阵列技术，用1mA1．024V基准下满量程输出电流驱动400Ω内部电阻可得到±400mV的满量程差分输出电压。而采用差分输出设计时，将模拟输出偏置在1．4V共模电压，则可驱动输入阻抗大于70kΩ的差分输入级，从而简化RF正交上变频器与模拟前端电路的接口。RF上变频器需要1．3V至1．5V的共模偏压，内部直流共模偏压在保持每个发送DAC整个动态范围的同时可以省去分立的电平偏移设置电阻，而且不需要编码发生器产生电平偏移。图2（b）给出了时钟、输入数据与模拟输出之间的时序关系。一般情况下，I通道数据ID在时钟信号的下降沿锁存，Q通道数据QD则在时钟信号的上升沿锁存。I与Q通道的输出同时在时钟信号的下一个上升沿被刷新。

3线串口可用来控制MAX5865的工作模式。上电时，首先必须通过编程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3线串口对器件编程可以使器件工作在关断、空闲、待机、Rx、Tx或Xcvr模式下，同时可由一个8位数据寄存器来设置工作模式，并可在所有六种模式下使串口均保持有效。在关断模式下，MAX5865的模拟电路均被关断，ADC的数字输出被置为三态模式，从而较大限度地降低了功耗；而空闲模式时，只有基准与时钟分配电路上电，所有其它功能电路均被关断，ADC输出被强制为高阻态。而在待机状态下，只有ADC基准上电，器件的其它功能电路均关断，流水线ADC亦被关断，DA0～DA7为高阻态。

图2

2MAX5865的典型应用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各种不同的应用中如在WCDMA－3GPPFDD与4G技术的FDD应用中工作于Xcvr模式，或在TD－SCDMA、WCDMA－3GPPTDD、IEEE802．11a／b／g及IEEE802．16等TDD应用中在Tx与Rx模式间切换等。在FDD模式下，ADC和DAC可同时工作，且当fCLK为40MHz时，消耗的功率为75．6mW。实际上，ADC总线与DAC总线是分开的，并与数字基带处理器通过18位（8位ADC与10位DAC）并行总线进行连接。而在TDD模式下，ADC与DAC交替工作，ADC与DAC总线共享，它们一起构成10位并行总线连到数字基带处理器，并可通过3线串行接口选择Rx模式以启用ADC或选择Tx模式启用DAC。由于在Rx模式下，DAC内核被禁用而不能发送；而Tx模式下，ADC总线为高阻态，从而消除了杂散辐射，同时也避免总线冲突。在TDD模式下，当fCLK为40MHz时，Rx模式下的功耗为63mW，Tx模式下的DAC功耗为38．4mW。

图3所示是MAX5865工作在TDD模式的应用电路，该方案提供了完整的802．11b射频前端解决方案。由于MAX5865的DAC采用共模电压为1．4V的全差分模拟输出，而ADC具有较宽的输入共模范围，可以直接与RF收发器接口，因此可省去电平转换电路所需要的分立元件和放大器。同时，由于内部产生共模电压免除了编码发生器的电平偏移或由电阻电平偏移引起的衰减，DAC保持了全动态范围。MAX5865的ADC具有1VP－P满量程范围，可接受VDD／2±200mV的输入共模电平。由于可以省去分立的增益放大器与电平转换元件，因此简化了RF正交解调器与ADC之间的模拟接口。

3设计注意事项

3．1系统时钟输入(CLK)

MAX5865芯片的ADC与DAC共享同一CLK输入，该输入接受由OVDD设定的CMOS兼容信号电平，范围为1．8V至VDD。由于器件的级间转换取决于外部时钟上升沿和下降沿的重复性，因此，设计时应采用具有低抖动、快速上升和下降（＜2ns）的时钟。特别是在时钟信号的上升沿进行采样时，其上升沿的抖动更应尽可能地低。任何明显的时钟抖动都会影响片上ADC的SNR性能。

实际上，欠采样应用对时钟抖动的要求更严格，由于此时有可能将时钟输入作为模拟输入对待，因此，布线时应避开任何模拟输入或其它数字信号线。MAX5865的时钟输入工作在OVDD／2电压阈值下，能接受50％±15％的占空比。

3．2基准配置

MAX5865内部具有精密的1．024V内部带隙基准，该基准可在整个电源供电范围与温度范围内保持稳定。在内部基准模式下，REFIN接VDD时的VREF是由内部产生的0．512V。COM、REFP、REFN均为低阻输出，电压分别为VCOM＝VDD／2、VREFP＝VDD／2＋VREF／2、VREFN＝VDD／2－VREF／2。分别用0．33μF电容作为REFP、REFN与COM引脚的旁路电容，并用0．1μF电容将REFIN旁路到GND。

在外部基准模式下，在REFIN引脚一般应施加1．024V±10％的电压。该模式下，COM、REFP与REFN均为低阻输出，电压分别为VCOM＝VDD／2、VREFP＝VDD／2＋VREF／4、VREFN＝VDD／2－VREF／4。可分别用0．33μF电容作为REFP、REFN与COM引脚的旁路电容，并用0．1μF电容将REFIN旁路到GND。在该模式下，DAC的满量程输出电压和共模电压均与外部基准成正比。例如，若VREFIN增加10％（较大值），则DAC的满量程输出电压也增加10％或达到±440mV，同时共模电压也将增加10％。

3．3输入／输出耦合电路

通常，MAX5865在全差分输入信号下可提供比单端信号更好的SFDR与THD性能，尤其是在高输入频率的情况下。在差分模式下，当输入IA＋、I-A－、QA＋、QA－对称时，偶次谐波会更低，并且每路ADC输入仅需要单端模式信号摆幅的一半。而通过非平衡变压器可为单端信号源至全差分信号的转换提供出色的解决方案，并可获得极佳的ADC性能。当然，在没有非平衡变压器的情况下，也可以使用运放来驱动MAX5865的ADC，此时，MAXIM公司的MAX4353／MAX4454等运放便可提供高速、带宽、低噪声与低失真性能，以保持输入信号的完整性。

3．4线路板布线

MAX5865需要采用高速电路布线设计技术，电路布局可以参考MAX5865评估板数据资料。所有旁路电容应尽可能靠近器件安装，并与器件位于电路板的同侧，同时应该选用表贴器件以减小电感。可用0．1μF陶瓷电容与2．2μF电容并联，以将VDD旁路到GND；也可用0．1μF陶瓷电容与2．2μF电容并联将OVDD旁路到OGND；同时分别用0．33μF陶瓷电容将REFP、REFN与COM旁路到GND；而用0．1μF电容将REFIN旁路到GND。

通过具有独立地平面与电源平面层的多层板可以获得的信号完整性。模拟地(GND)与数字输出驱动地(OGND)应采用独立的地平面，并分别与器件封装上的物理位置相匹配，MAX5865裸露的背面焊盘接到GND平面，两个地平面应单点相连，以使噪声较大的数字地电流不会影响模拟地平面。两个地平面之间空隙上的一点通常是单点共地的位置，可以用一个低阻值的表贴电阻(1Ω至5Ω)、磁珠或直接短路来完成该连接。如果该地平面与所有噪声较大的数字系统地平面如后续输出缓冲器或DSP地平面充分隔离，也可以使所有接地引脚共享同一个地平面。此外，高速数字信号布线应远离敏感的模拟信号布线，以确保模拟输入与相应的转换器隔离，减小通道间的串扰。同时应确保所有信号引线尽可能短，并应避免90°转角。

前端设计论文:有关数字电视前端的网络管理系统设计探析

摘 要

当前随着互联网技术不断发展及国家三网融合战略实施，传统广播电视系统在不断朝着网络化以及智能化和数字化、集程化方向发展。因此，对网络系统运行数据进行多方位、实时在线监控具有重要意义。通常而言，主要通过SNMP这一数据网络协议，并采用Qt设计，使电视广播等数字化系统集成于一个统一的网络管理系统中，以便于技术人员结合实际系统运行情况，对我国数字电视前端系统相关设备进行有效监控。

【关键词】数字电视 前端 网络管理 系统设计

本文在对我国有线电视前端网络管理系统进行设计优化过程时，主要利用SNMP数据运行协议，使网络管理系统运行更加简单、安全、稳定和容易扩展，在设计过程中，Qt的信号/槽机制通过将槽注册到信号这一设计方式，将二者有效绑定。因此，这一设计优化方式更加灵活，而且通过多对多的关系，实现信号和槽的绑定，使其与我国网络监控系统的实施运行模式相符。

1 数字电视前端的网络管理系统设计

通常来讲，数字电视前端网络管理系统的设计，对于广播电视而言十分重要。因此，对其进行科学优化更为关键，为了满足网络管理系统对电视前端相关运行设备的科学监测这一需求，设计之前应该首先对电视前端系统中的相关复用设备、编码器和解码器等基本运行设备的运行情况进行有效实时监测分析，从而最终经过科学设计与优化，进一步实现对电视前端相关设备的网络化远程管理。

因此，本文在设计构架中，主要采用C/S软件设计构架，通过集中式布置与优化，从而科学设计系统的数据逻辑结构，保障系统运行中的相关功能逻辑清晰，尽可能防范技术性操作失误对电视前端网络管理系统产生重要影响。在此设计优化过程中，本文还主要采用了Qt这一数据系统开发工具，使其面向对象，从而科学制定一套完整的数字电视前端网络管理系统设计优化方案。该设计方案主要考虑到我国数字电视前端网络管理的实际需求和具体操作方式，因此将系统架构设计为三个不同的层次，分别为采集层以及数据存储层和信息呈现层三个运行组件模块。而在每一层的运行系统中，又通过不同的功能对不同数字电视前端设备进行网络化管理，由此构建一个集成化与系统化、层次化和模块化的网络管理系统。

2 数字电视前端网络管理系统总体架构设计思路分析

（1）通过采集层对数字电视前端的网络管理设备运行时间及设备名称、设备具体信息描述以及设备有关联系人和具体的IP地址、设备的有关位置等基本的信息进行管理，技术人员可以及时将系统采集到的信息日志存入系统数据库中，从而为其它网络层相关功能的实现奠定积极的基础。

（2）系统存储层的主要设计功能是对数据采集层中的相关设备运行信息进行科学预处理，从而确保数据信息存储的完整性以及科学性，然后针对信息属性进行分类存储。在这一层的网络结构中，系统设备一旦出现运行故障，则可以通过对系统数据库中存储的相关信息进行追溯，采用历史记录进行系统故障诊断以及维护。

除此之外，系统通过信息呈现层实现系统设备相关信息的呈现以及用户信息系统设备故障诊断报告等信息的直观展示，从而保障技术人员可以通过信息展示情况对不同的系统设备进行优化与配置。

3 数字电视前端网络管理系统软件系统功能模块设计分析

3.1 网络管理系统软件登录模块

在这一运行模块首先需要对不同的用户进行权限限制，利用数据信息库对相关用户的数据信息进行查找，然后将数据信息直接显示到系统对话框中，对不同登录用户进行科学选择并输入运行密码，使其与用户信息进行有效匹配，如果匹配成功则进入系统运行主界面，从而实现对数字电视前端的相关运行设备的科学管理。

3.2 网络管理系统软件功能实现模块

3.2.1 网络管理系统软件用户管理功能

在对用户管理模块进行分析设计时，首先需要进入到用户注册单元，通过信息输入，在数据库中进行数据信息查询，如果用户界面中显示用户反馈信息，则需要使用户对数据进行重新注册管理，在用户数据功能管理模块，应该通过信息查询对用户下拉列表中相关显示信息进行选择，并输入用户密码，从而结合信息的匹配情况进行数据信息更改。

3.2.2 网络管理系统软件设备添加功能

设备添加功能的实现主要是通过在应用程序主界面中展开添加触发设备的相关操作，此时会弹出添加相关设备的对话框，技术人员可以将设备具体IP地址以及设备型号和类型及设备名称输入对话框中，对设备中的解码器模块以及编码器模块和通用设备模块等多个不同的信息模块进行触发操作，此时系统中会形成相应的设备界面，并在工具箱中自动生成相应的系统触发按钮，通过这些按钮进行相关操作，并将应用程序打开，将系统自动读取到的数据信息存储到数据库中。

3.2.3 网络管理系统软件故障报告功能

在这一设计环节，网络管理系统人员主要通过在系统应用程序界面中进行故障报告功能选择，从而进入到系统设备故障分析界面中，在该运行主界面，用户可对不同设备进行筛选及报警类别选择和报警时间选择，从而通过最快的信息查询方式，获取数字电视前端网络管理所需信息，在数据分析与统计基础上，展开科学决策，从而防止类似的故障再次出现，这一设计方式使网络管理系统的运行稳定性与安全性大大提升。

4 结束语

综上所述，随着网络运行系统的不断完善，对网络相关数据进行监测管理非常重要。通过网络管理系统可以对系统中的相关网络设备进行实时、在线监控，从而及时掌握网络设备运行情况，并针对其可能存在的具体故障进行判断分析，并展开科学化决策。因此，本文正是基于此背景，重点针对我国有线电视数字电视前端的网络管理系统相关运行理论进行科学分析总结，从而基于Qt设计，实现对我国有线数字电视前端的网络管理系统进行集成化研究以及设计，在此基础上，希望通过相关的研究设计进一步深化网络管理系统在我国数字电视前端管理中的具体应用。

前端设计论文:集群通信基站接收系统RF前端的设计与研发

[摘 要]集群通信系统主要就是一种高级的无线调度通信系统，其具有容量大、功能多、效率高等特点，属于专用业务的无线调度系统。数字集群通信系统是由基站、交换机、调度台、网管系统、覆盖系统等超大规模的集成电路、计算机技术、有线的交换技术共同结合而成的产物。因为系统接收前端性能指标在整个性能中有重要的影响，且集群系统性能的好坏对接收系统的整体性能优劣也有直接的影响，还决定着系统后面的电路指标上限。因此，研制具有较高性能的接收系统前端能够使整个系统的质量、效率大大提升。本文主要对集群通信基站接收系统RF前端的设计与研发进行分析，以期促进接收系统前端的整体性能。

[关键词]集群通信；接收系统；RF前端设计

1.前言

集群通信系统主要是利用基站TB3、根据用户的需求通过主控信道自动给用户分配话音信道。集群通信系统具有群组呼叫、紧急呼叫、私密呼叫和打电话等功能，另外其还能够给使用的人员提供稳定通信信道、快速建立通话、动态重组，尤其是对紧急的特殊任务进行执行的过程中，集群系统的这些功能十分重要。由于集群通信系统中存在资源共享等优点，企业单位、政府机关均能够参照不同的部门需求对同一套集群通信设备进行共享，进而更好的给环境卫生、警务、公用设施的管理、政务等提供服务。

2.集群通信基站的接收系统RF前端设计及研发分析

2.1 分析集群通信接收站系统中的关键技术指标

在800MHz集群通信基站中，其接收机模块主要包含：射频的前端、调节电路、频率综合器。利用PLL、晶体振荡器可以使其分别产生及时和第二本地振荡信号。在及时中频中，其频率是45MHz，而第二中频的频率则是455KHz。在集群系统中其整体的电路包括：LNA、滤波器、PLL频率源、混频器、限幅电路/中频放大电路、直流电路、FM解调电路等[1]。为了更好的达到用户所提出的实际接收技术指标，使系统的稳定性上升、造价成本降低、尺寸缩小、大范围的通话等需求得以实现，设计、研究人员一定要根据相应的噪声系数、灵敏度等要求对接收机的量化指标进行论证，且选择适合的器件来达到各项指标的具体要求。

2.2 接收系统工作原理及设计方案分析

2.2.1 工作原理

在本接收机中，其主要是通过超外差结构进行工作，而该结构能在低中频中实现相对的带宽较窄，但矩形系数比较高的中频滤波器，可以使接收机中的选择性提升，使射频级中高增益实现的难度大大降低。因受到经济一体化的影响，在公众、专业的移动通信等一些领域中，有效促进了集群标准制定。比如在专业的移动通信范畴中的铁路、航海、内河航运、航空、旅游、高速公路以及公安、武警等机构的专业网络中，伴随其业务的范围逐渐扩展，更加需要统一、先进的通信技术方法。在此趋势的影响下要求集群系统要实现统一、方便跨省、跨地区、跨部门联网。在我国集群通信凭借其高效、迅捷、安全等优点得到了持续的发展，如今早已成我国通信市场中广泛重视的一项热门技术[2]。

2.2.2 接收系统RF前端设计方案的可行性

想要使接收系统前端所需指标得以实现，一定要对其可行性进行严格论证。对于手机的噪声系数、灵敏度、线性度、增益分配必须进行详细的数学计算，进而才可以知道设计中选用的结构体系和电路器件进行连接之后是否可以达到标准，最终更好的对接收系统RF前端进行设计。

2.3 集群通信接收系统中主要的模块电路的设计分析

2.3.1 分析射频前端的实现方案

将进入到系统中的干扰信号滤除，可将预选滤波器放置在噪声较低的放大器的前面，且把中频滤波器放在各个混频器的后面。其中，所使用的预选滤波器应采用型号为LC型的，并将晶体的滤波器用作及时中频滤波器，陶瓷的滤波器则用作第二中频滤波器，还必须把带宽控制在接收中所需的中频带宽上，进而使进入到解调器中的噪声带宽口得以减小[3]。

2.3.2 分析音频放大电路与FM解调电路的设计

FM解调电路在本系统中往往是通过正交FM解调器进行工作，而正交FM解调器又可以称作符合门检波器，对两个正交（即相位差为900）的信号进行相乘，进而从复合的中频波形内将原始的信息信号提取出来，而正交的检波器应采用900的移相器、检波器、单调谐电路来对FM信号机械能解调。900移相器输出信号和所接收的实际中频信号之间呈正交关系，且调谐电路可以把频率的变化转变成相位的变化，而乘积检波器则把移相之后的IF信号、接收到得的IF信号进行相乘，进而使正交得以实现，解调出具体的音频信号。在FM系统中，噪声功率的谱密度呈现出抛物线形，与信息信号低频分量相比FM性能较好，因为FM系统中信息信号的高频分量均有高电平噪声存在，因而必须衰减解调信号高频分量。为了对信息信号的高频分量衰减进行弥补，可以在接收系统中使用一个低通的滤波器[4]。

3.对接收系统进行相应的调试及测试

3.1 对系统的主模块进行测试

在该接收系统中，其是由三个独立的3个部分所组成，即射频的前端、解调电路、频率综合器。对系统进行设计的过程中相关人员是利用独立的3个部分进行调试，虽然可以给样品调试、检测提供有力的条件，但是存在一定的弊端，一定要确保射频部分的性能良好、每个通道间应有相应的一致性，只有保障各级系统性能完整才可以使系统的联合调试顺利完成，对系统主模块进行测试时必须注意以上的要求。

3.2 动态范围和灵敏度测试

对系统的各个部分进行测试的过程中，首先应通过Agilent E4432B信号源将FM信号输入其中，而输入信号的载频是800MHz，其调制深度、调制频率分别为1KHz。经过相应的测试之后，可以测试出本系统的灵敏度良好，将大信号输入其中并不会产阻塞的现象，由于SA617中频具有限幅、放大的作用，且该芯片还具有高动态的范围，而且正是因此动态范围达到了客户的需求，因而当初进行设计时并没有选择AGC电路，这样的设计不但可以使成本得到有效节约，还可以防止基站在对信号进行接收时因AGC增益变化导致近距离的大信号对远距离的小信号进行压制的问题产生[5]。

3.3 对解调电路进行测试

对于FM解调电路而言，其往往是使用900的正交检波器把两个正交的信号进行相乘。然后再利用检波器、单调谐电路、移相器对FM信号解调。900移相器输出的信号和所接收的中频信号之间是正交关系。

4.结束语

综上所述，通过对国内、国外现有技术的基础上分析、研究集群通信基站接收系统RF前端的设计、工程实践。通过对集群通信的接收系统设计进行分析后，使相关人员注意到了设计、研究过程中必须要重视的问题，并利用相应的措施对其进行解决，而且还得出集群通信接受系统具有低耗能、低成本、小型化、高效率等优点，其可以给集群通信系统稳定性的不断提升奠定良好的基础。

前端设计论文:基于超导接收机前端的低温低噪声放大器设计

摘 要：低噪声放大器是接收机系统的重要模块。介绍了应用于P波段的低温低噪放大器的设计和调试方法，通过使用PHEMT晶体管，按照最小噪声系数设计，采用两级级联，并引入源级负反馈和电阻并联负反馈来提高系统稳定性。在77 K温度下，实测放大器增益大于30 dB，噪声系数低于0.5 dB，输入输出反射系数小于―15 dB。

关键词：低温;低噪声放大器;稳定性;噪声系数

0 引 言

随着现代无线通信、微波测量、电子对抗等技术的高速发展，一些工作特定环境下的接收机需要更高的性能要求。高温超导接收机（High temperature superconducting receiver，HTS receiver）前端则以其高灵敏度、高选择性、极低噪声等特点应运而生，高温超导接收机前端由高温超导滤波器和低温低噪声放大器（Cryogenic Low Noise Amplifier， CLNA）组成。CLNA作为接收机及时级有源器件，其噪声性能直接决定了接收机的灵敏度。文献[1]显示，在常用通讯频段中，60K低温下的放大器噪声系数（Noise Figure，NF）较之常温下的噪声系数下降约0.4 dB，这可极大提高通信的传输效率和质量。目前，HTS receiver在雷达、通信、射电天文接收机中得到广泛的应用。

近年来，通过低温冷却LNA中的高电子迁移率晶体管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）使得低噪声放大器快速发展并大幅提高了其性能。但HEMT管难以在几百兆赫兹频率范围工作的的同时达到较小噪声，文献[1，2]亦是工作在800 MHz及以上频率范围。本文根据设计要求，在500～700 MHz频率范围内设计出能优异的CLNA，这必须权衡低NF、高增益，无条件稳定等因素，无疑增加了设计难度。本文最终实现77 K液氮低温环境下：噪声系数小于0.5 dB，增益大于30 dB，反射系数小于-15 dB。

1 低温低噪声放大器的设计与仿真

1.1 器件选择

由于器件在低温下的工作特性与常温环境下不同，通过常规手段设计的常温低噪声放大器直接应用于低温环境中通常不能满足设计要求。对于低温低噪声放大器的网络参数直接在低温下调整还难以实现，文献[2]给出了一种低温低噪声放大器的预修正设计方案，综合利用仿真软件和实测结果来获取晶体管的低温参数，进而进行设计。但是，本次我们并没有提取低温参数，而是通过选取熟悉的器件，参考常温特性及低温环境测试结果，预修正与验证设计。本次设计选用安捷伦公司的增强型PHEMT器件ATF-54143，它不仅具有极低的噪声与较高的增益，同时可以消除HEMT器件在低温下的深电子陷阱效应。

1.2 放大器稳定型设计

在理想放大器中S12为零，放大器会无条件稳定。但微波晶体管存在内部反馈，晶体管的S12即表示内部反馈量，可能导致放大器稳定性变差甚至自激，过高的增益亦会造成反馈功率变大，导致不稳定[3]。因此设计放大器必须保障放大器在工作频段内稳定。放大器的稳定条件是：

（1）

（2）

式中：Sij为晶体管的S参数，K称为稳定性判别系数，同时满足上述两个条件才能保障放大器是稳定的。通过ADS仿真可以看出来ATF-54143在工作频段内并不是稳定的。对于潜在不稳定管子，常见的改善稳定性方法有：源级负反馈，一般使用无耗感抗负反馈，实际电路中，常使用微带线LS来构成;输入、输出端口串并联电阻，用来抵消自激震荡引来的负阻抗部分，但同时会导致噪声系数恶化。综合考虑管子特性及设计要求，最终使用源级负反馈和阻性元件并联反馈结构，反馈结构引入阻性元件Rf可以减少增益纹波、降低宽带匹配难度，其引入的的噪声会随着温度减低得到显著下降。本设计采用两级级联达到设计所需增益要求，通过PI型阻性衰减器来提高级间隔离度。其电路结构如图1所示。

图1 低噪声放大器电路结构图

1.3 放大器电路设计

放大器电路设计包括直流偏置设计，直流隔离设计，匹配电路设计，版图联合仿真优化。

直流偏置设计包括了PHEMT管的静态工作点及工作状态的选取和偏置电路设计，本次设计选取3 V、60 mA工作点。首要满足最小噪声的同时，依靠两级放大来提高增益。在保障将偏置电压正确送入到PHEMT管脚的同时需要做到与交流电路部分达到良好的隔离。在LNA电路设计中，使用隔直电容C3、C4来抑制直流偏置电压对前后级器件的影响。

匹配电路设计：低噪声放大器的噪声系数和放大电路的匹配网络有着紧密的联系，二端口放大器噪声系数表达式为

（3）

式中：Fmin表示晶体管噪声系数的最小值，rn为晶体管的等效噪声电阻，Γopt为源反射系数，ΓS为源反射系数。由此可见，当Γopt=ΓS时，可实现噪声匹配。因此放大器的及时级按照最小噪声设计同时适当兼顾驻波特性，输入端反射系数ΓS选Γopt附近，放大器第二级设计兼顾噪声和增益。根据ADS软件进行设计优化，添加微带与焊盘，联合仿真达到仿真结果如图4所示。

根据ADS仿真设计的版图制成PCB电路，使用村田0603封装元件焊接。为了保障良好的接地，PCB使用大量过孔安装到屏蔽盒地板上，屏蔽盒采用黄铜材料，最终制作的LNA实物如图2所示。

图2 放大器实物

2 电路调整及实测结果

将放大器置于77 K温度的液氮环境中，初次测试结果与设计有不小偏差，这一方面是由于分立元件的离散性和焊接引起的各种寄生参数影响，另一重要原因是晶体管在低温环境下性能参数的显著变化。在低温环境中，晶体管的V～I特性会发生变化，首先我们需要增加栅极电压来维持晶体管的漏极电流[4]，保障放大器工所需的偏置条件，测试显示恶化严重的输入驻波得到了改善。 在保障低噪声的情况下，我们根据实测低温S11与NF情况，结合灵敏度分析，发现图1中反馈电阻Rf的值直接关系输入驻波和噪声。液氮环境中，增大Rf可以减小噪声，但会恶化输入驻波，减小Rf改善了驻波但会恶化噪声，权衡整个设计，我们选择了一个的Rf值，使得噪声与驻波均达到了设计要求。最终实现的放大器测试结果如图3～图6所示，由图3可见放大器在低温下的噪声系数下降约0.5 dB，极大地提高了放大器的性能。

参考其仿真结果，我们发现由分立元件焊接的放大器性能易出现恶化，增益减小驻波变差等，这说明在仿真时候添加冗余量的重要性。由常温和低温测试结果图发现，按照最小噪声兼顾输入驻波匹配的电路在低温环境下，其器件特性的变化使得之前的匹配并不是在点，这就造成了S11的部分恶化，我们需要根据模拟结果，结合常温、低温调试来修正电路模型，最终实现电路设计。

3 结 语

本文介绍了P波段低温低噪声放大器的设计和调试过程，对出现的问题进行了分析与说明，并成功制备LNA样品，对各项指标分别在常温和低温下进行测试，很好地完成了设计目标，低温下优良的性能达到超导接收机前端的要求 。

[5] Wang Guobin， Zhang Xiaoping. A 400 MHz Low Noise Amplifier at Cryogenic Temperature for Superconductor Filter System[J].Journal of Electronic Science and Technology of China，2007，5（3），230-233.